本電路是一個由高功率開關MOSFET組成的H電橋，由低壓邏輯信號控制，如圖1所示。該電路為低電平邏輯信號和高功率電橋提供了一個方便的接口。H電橋的高端和低端均使用低成本N溝道功率MOSFET。該電路還在控制側與電源側之間提供隔離。本電路可以用于電機控制、帶嵌入式控制接口的電源轉換、照明、音頻放大器和不間斷電源(UPS)等應用中。

現代微處理器和微控制器一般為低功耗型，采用低電源電壓工作。2.5VCMOS邏輯輸出的源電流和吸電流在A到mA范圍。為了驅動一個12V切換、4A峰值電流的H電橋，必須精心選擇接口和電平轉換器件，特別是要求低抖動時。

ADG787是一款低壓CMOS器件，內置兩個獨立可選的單刀雙擲(SPDT)開關。采用5V直流電源時，有效的高電平輸入邏輯電壓可以低至2V。因此，ADG787能夠提供驅動半橋驅動器ADuM7234所需的2.5V控制信號到5V邏輯電平的轉換。

ADuM7234是一款隔離式半橋柵極驅動器，采用ADI公司iCoupler技術，提供獨立且隔離的高端和低端輸出，因而可以專門在H電橋中使用N溝道MOSFET。使用N溝道MOSFET有多種好處：N溝道MOSFET的導通電阻通常僅為P溝道MOSFET的1/3，最大電流更高；切換速度更快，功耗得以降低；上升時間與下降時間是對稱的。

ADuM7234的4A峰值驅動電流確保功率MOSFET可以高速接通和斷開，使得H電橋級的功耗最小。本電路中，H電橋的最大驅動電流可以高達85A，它受最大容許的MOSFET電流限制。

ADuC7061是一款低功耗、基于ARM7的精密模擬微控制器，集成脈寬調制(PWM)控制器，其輸出經過適當的電平轉換和調理后，可以用來驅動H電橋。

圖1.使用ADuM7234隔離式半橋驅動器的H電橋（原理示意圖：未顯示去耦和所有連接）

電路描述

2.5VPWM控制信號電平轉換為5V

EVAL-ADuC7061MKZ提供2.5V邏輯電平PWM信號，但ADuM7234在5V電源下的最小邏輯高電平輸入閾值為3.5V。由于存在這種不兼容性，因此使用ADG787開關作為中間電平轉換器。ADG787的最小輸入邏輯高電平控制電壓為2V，與ADuC7061的2.5V邏輯兼容。ADG787的輸出在0V與5V之間切換，足以驅動3.5V閾值的ADuM7234輸入端。評估板提供兩個跳線，便于配置控制PWM信號的極性。

H電橋簡介

圖1所示的H電橋具有4個開關元件（Q1、Q2、Q3、Q4）。這些開關成對導通，左上側(Q1)和右下側(Q4)為一對，左下側(Q3)和右上側(Q2)為一對。注意，電橋同一側的開關不會同時導通。開關可以利用MOSFET或IGBT（絕緣柵極雙極性晶體管）實現，使用脈寬調制(PWM)信號或控制器的其它控制信號接通和斷開開關，從而改變負載電壓的極性。

低端MOSFET（Q3、Q4）的源極接地，因此其柵極驅動信號也以地為參考。而高端MOSFET（Q1、Q2）的源極電壓會隨著MOSFET成對地接通和斷開而切換，因此，該柵極驅動信號應參考或自舉到該浮動電壓。

ADuM7234的柵極驅動信號支持在輸入與各輸出之間實現真正的電流隔離。相對于輸入，各路輸出的工作電壓最高可達350VPEAK，因而支持低端切換至負電壓。因此，ADuM7234可以在很寬的正或負切換電壓范圍內，可靠地控制各種MOSFET配置的開關特性。為了確保安全和簡化測試，選擇12V直流電源作為本設計的電源。

自舉柵極驅動電路

高端和低端的柵極驅動器電源是不同的。低端柵極驅動電壓以地為參考，因此該驅動由直流電源直接供電。然而，高端是懸空的，因此需要使用自舉驅動電路，其工作原理如下所述。

觀察圖1所示H橋電路的左側，自舉驅動電路利用電容C1、電阻R1和R3、二極管D1實現。上電后，PWM不會立即發生，所有MOSFET都處于高阻態，直到所有直流電壓完成建立。在此期間，電容C1由直流電源通過路徑R1、D1、C1和R3充電。充電后的電容C1提供高端柵極驅動電壓。C1充電的時間常數為=(R1+R3)C1

當MOSFET在PWM信號的控制下切換時，低端開關Q3接通，高端開關Q1斷開。高端的GNDA下拉至地，電容C1充電。當Q1接通時，Q3斷開，GNDA上拉至直流電源電壓。二極管D1反向偏置，C1電壓將ADuM7234的VDDA電壓驅動到約24V。因此，電容C1在ADuM7234的VDDA和GNDA引腳之間保持約12V的電壓。這樣，高端MOSFETQ1的柵極驅動電壓始終參考Q1的懸空源極電壓。

高端MOSFET源極上的電壓尖峰

當Q1和Q4接通時，負載電流從Q1經過負載流到Q4和地。當Q1和Q4斷開時，電流仍然沿同一方向流動，經過續流二極管D6和D7，在Q1的源極上產生負電壓尖峰。這可能會損害某些采用其它拓撲結構的柵極驅動器，但對ADuM7234無影響，ADuM7234支持低端切換到負電壓。

自舉電容（C1、C2）

每次低端驅動器接通時，自舉電容就會充電，但它僅在高端開關接通時才放電。因此，選擇自舉電容值時需要考慮的第一個參數，就是高端開關接通并且電容用作柵極驅動器ADuM7234的高端直流電源時的最大容許壓降。當高端開關接通時，ADuM7234的直流電源電流典型值為22mA。假設高端開關的導通時間為10ms（50Hz、50%占空比），使用公式C=IDeltaT/DeltaV，如果容許的壓降DeltaV=1V，I=22mA，DeltaT=10ms，則電容應大于220F。本設計選擇330F的容值。電路斷電后，電阻R5將自舉電容放電；當電路切換時，R5不起作用。

自舉限流電阻（R1、R2）

對自舉電容充電時，串聯電阻R1起到限流作用。如果R1過高，來自ADuM7234高端驅動電源的直流靜態電流會在R1上引起過大的壓降，ADuM7234可能會欠壓閉鎖。ADuM7234的最大直流電源電流IMAX=30mA。如果該電流引起的R1壓降以VDROP=1V為限，則R1應小于VDROP/IMAX，或33。因此，本設計選擇10的電阻作為自舉電阻。

自舉啟動電阻（R3、R4）

電阻R3啟動自舉電路。上電之后，直流電壓不會立即建立起來，MOSFET處于斷開狀態。在這些條件下，C1通過路徑R1、R3、D1、VS充電，其過程如下式所述：

其中，vC(t)為電容電壓，VS(為電源電壓，VD(為二極管壓降，為時間常數，=(R1+R3)C1。電路值如下：R1=10vC1=330F，VD=0.5V，VS=12V。由以上方程式可知，當R3=470時，電容充電到最終值的67%需要一個時間常數的時間(158ms)。電阻值越大，則電容的充電時間越長。然而，當高端MOSFETQ1接通時，電阻R1上將有12V電壓，因此，如果電阻值過低，它可能會消耗相當大的功率。對于R3=470，12V時該電阻的功耗為306mW。

自舉電容的過壓保護（Z1、Z2）

如上所述，對于感性負載，當高端MOSFET斷開時，電流會流經續流二極管。由于電感和寄生電容之間的諧振，自舉電容的充電能量可能高于ADuM7234消耗的能量，電容上的電壓可能上升到過壓狀態。13V齊納二極管對電容上的電壓進行箝位，從而避免過壓狀況。

柵極驅動電阻（R7、R8、R9、R10）

柵極電阻（R7、R8、R9、R10）根據所需的開關時間tSW.選擇。開關時間是指將Cgd、Cgs和開關MOSFET充電到要求的電荷Qgd和Qgs所需的時間。

圖2.ADuM7234的電源軌濾波和欠壓鎖閉保護

描述柵極驅動電流Ig:

其中，VDD為電源電壓，RDRV為柵極驅動器ADuM7234的等效電阻，Vgs(th)為閾值電壓，Rg為外部柵極驅動電阻，Qgd和Qgs為要求的MOSFET電荷，tSW為要求的開關時間。

ADuM7234柵極驅動器的等效電阻通過下式計算：

根據ADuM7234數據手冊，對于VDDA=15V且輸出短路脈沖電流IOA(SC)=4A，通過方程式3計算可知，RDRV約為4。

根據FDP5800MOSFET數據手冊，Qgd=18nC，Qgs=23nC，Vgs(th)=1V。

如果要求的開關時間tSW為100ns，則通過方程式2求解Rg可知，Rg約為22。實際設計選擇15電阻以提供一定的裕量。

電源軌濾波和欠壓保護

由于峰值負載電流很高，因此必須對直流電源電壓(VDD)進行適當的濾波，以防ADuM7234進入欠壓閉鎖狀態，同時防止電源可能受到損害。所選的濾波器由4個并聯4700F、25V電容與一個22H功率電感串聯而成，如圖2所示。100kHz時，電容的額定最大均方根紋波電流為3.68A。由于4個電容并聯，因此允許的最大均方根紋波為14.72A。所以，IPEAK=2radic2IRMS=41.63A。

經過濾波的+12V電壓還驅動圖1所示的電路。

當電源電壓低于10V時，圖2所示電路便會禁用ADuM7234的輸入端，從而防止ADuM7234欠壓閉鎖。將一個邏輯高電平信號施加于ADuM7234的DISABLE引腳可禁用該電路。

開漏式低電平有效比較器ADCMP350用于監視直流電源電壓。電阻分壓器（R12、R13）的比值經過適當選擇，當電源電壓為10.5V時，分壓器輸出為0.6V，與比較器的片內基準電壓0.6V相等。當電源電壓降至10.5V以下時，比較器的輸出變為高電平。由于ADuM7234的輸入端與輸出端之間存在電流隔離，因此輸出端的DISABLE信號必須通過隔離器傳輸到輸入端。ADuM3100是基于iCoupler技術的數字隔離器。ADuM3100兼容3.3V和5V工作電壓。經過濾波的12V電源電壓驅動線性調節器ADP1720，為ADuM3100的右側隔離端提供5V(+5V_1)電壓，如圖2所示。

負載和PWM信號

如果使用電感作為負載，當施加恒定電壓時，流經電感的電流將線性變化。電壓U為12V，如果忽略導通電阻引起的MOSFET壓降，則以下方程式成立：

對于50kHz、8%占空比PWM信號，使用4HCoilcraft功率電感(SER2014-402)作為負載時，負載電流波形如圖3所示。利用電流探頭測量電感電流。

對于12V電源電壓和4H電感，方程式4預測斜率為3A/s。而實測斜率為2.8A/s，斜率下降的原因在于MOSFET導通電阻引起的壓降。

注意，電流斷開后的短時間內，波形上會出現少量響鈴振蕩，其原因是電感負載與續流二極管和MOSFET的寄生電容之間發生諧振。

必須注意，電路中的電感電流不得超過其額定最大值。如果超過，電感就會飽和，電流將迅速提高，可能損壞電路和電源。本電路中使用的CoilcraftSER2014-402電感負載的額定飽和電流為25A。

圖3.4H負載下負載電流與PWM脈沖的關系